TLL Media | IndustryInfoBG | South-East European INDUSTRIAL Market | Български Технически Каталог | Енерджи ревю | Енерджи Инфо БГ | ТД ИНСТАЛАЦИИ | Екология & Инфраструктура
TLL Media ИНЖЕНЕРИНГ РЕВЮ - СПИСАНИЕТО НА БЪЛГАРСКАТА ИНДУСТРИЯ
НАЧАЛО     ENGLISH
Търси
TLL Media
TLL Media
ИздателствотоЗа изданиетоАрхивАбонамент РекламаКонтактиПредстоящо
TLL Media
 

ЕЛЕКТРОНИКА

Инженеринг ревю » Сп. Инженеринг ревю - брой 6, 2007, септември
Съвременни мощни транзистори

 

 

Стефан Куцаров

Особености и параметри на съвременните MOS транзистори и IGBT

Световната консумацият на електроенергия непрекъснато нараства. Очаква се през 2025 г тя да достигне 23 000 милиарда kWh, което е 1,7 пъти повече от производството през 2001 г. Това прави все по-остър проблема за намаляване на загубите при използването й, част от които са свързани с наличието на мощни транзистори в огромното и продължаващо да нараства количество индустриални, комуникационни и битови устройства. Затова не е случайно, че на пазара непрекъснато се появяват нови мощни транзистори с все по-малки загуби на енергия. Най-голямата част са MOS траназистори (Power MOS, Power MOSFET), следвани от биполярните транзистори с изолиран гейт (Insulated Gate Bipolar Transistor) IGBT. Продължават да се използват и биполярни транзистори, но относителният им дял непрекъснато намалява. Основните причина за това са сравнително големите времена на изключване (поради пространствения заряд в базата), сложното управление с необходимостта то да осигурява значителна мощност и сериозната вероятност от повреда при големи колекторни токове (поради неизбежните дефекти в полупроводника има области от колектора с по-голяма плътност на тока, които лесно се прегряват).

В статията се разглеждат първите два типа транзистори - MOS и IGBT, като са описани основните им параметри, особеностите на съвременните видове и са дадени таблични данни за тях.

Основни параметри

Първата група са максимално допустимите параметри (Maximal Ratings). Напрежението дрейн-сорс (Drain-Source Voltage) VDSS (или VDS(max), BVDSS, BVDSS) се определя при нулево напрежение гейт-сорс и се използва в класификациите на транзисторите. То е в границите между 20 и 1500 V. При надхвърлянето му в структурата настъпва лавинен пробив и токът на дрейна рязко нараства. Съществуват транзистори (Avalanche Rugged MOS), които не се повреждат от този пробив, стига температурата на кристала да не надхвърли максимално допустимата стойност TJmax.

Максималното напрежение гейт-сорс (Gate-Source Voltage) VGS(max) се определя от изолационния слой между гейта и канала и обикновено е ±20 V или ±30V. Трябва да се има предвид, че при работа в близост до VGS(max) се намалява експлоатационния срок на транзистора.

Максималният постоянен ток на дрейна (Continuous Drain Current) ID (или IDmax) се дава при TJmax и определена температура на корпуса ТС (обикновено +20, +70 или +100°С). Той пряко зависи и от корпуса, т.е. даден чип може да има различни ID в зависимост от корпуса, в който е монтиран. Например ограничението от ТО-220 е 75 А, от ТО-247 и ТО-264 е 100 А и от SOT-227 е 220 А. Няколко пъти по-голям е максималният импулсен ток на дрейна (Pulsed Drain Current) IDM (или IDpuls), чиято стойност се отнася за параметри на импулсите, дадени в каталога.

При максималната разсейвана мощност (Power Dissipation, Total Power Dissipation) PD (или Ptot) и определена температура на корпуса ТС (обикновено 25°С) температурата на кристала достига TJmax. Осигуряването на тази ТС и съответно на PD става чрез подходящ радиатор. Без него транзисторът разсейва от няколко десетки до сто пъти по-малка мощност. Всяко увеличаване на температурата на корпуса над ТС намалява стойността на PD в съответствие с израза PD = (TJmax ? TC)/RqJC. В него RqJC (или RthJC) е топлинното съпротивление кристал-корпус (Thermal Resistance Junction to Case), което силно зависи от корпуса и има мерна единица °C/W или еквивалентната й K/W. Тя показва разликата между температурата на кристала и корпуса при разсейване на мощност 1 W. Като допълнение в каталозите често се дават графичната зависимост PD(TC) и коефициентът на намаляване на мощността (Derating Factor), който е реципрочната стойност на RqJC с измерение W/°C и показва с колко W намалява PD при нарастване на ТС с 1°C. Топлинното съпротивление кристал-околна среда (Thermal Resistance Junction to Ambient) RqJA (или RthJA) се използва за определяне на максималната разсейвана мощност без радиатор PD = (TJmax - TА)/RqJА, като ТА е околната температура.

Специфичен параметър е енергията на единичен импулс за лавинен пробив (Single Pulse Avalanche Energy) EAS. Тя се измерва в джаули (J) и може да бъде “поета” от транзистора без опасност от повреда. Реално лавинният пробив настъпва при запушване на транзистор, когато през него е протичал ток ID и товарът в дрейна е с индуктивност L, а енергия в нея 0,5I2D L надхвърли EAS.

Работната температура на кристала (Operating Junction Temperature) TJ обикновено има за долна граница -55°C, а горната TJmax е между +150 и +200°C.

Втората група параметри са за нормален режим на работа (Electrical Characteristics) и обикновено се задават при ТС = +25°C. Напрежението дрейн-сорс на лавинен пробив (Drain to Source Breakdown Voltage) V(BR)DSS се определя при VGS = 0, равно е или малко по-голямо от VDSS. В каталозите се дава едно от тези напрежения. При надхвърляне на праговото напрежение гейт-сорс (Gate Threshold Voltage) VGS(th) транзисторът се отпушва, като това му състояние се определя за дадена стойност на тока на дрейна.

Съпротивлението дрейн-сорс на отпушения транзистор (Static Drain-Source On Resistance) RDS(on) (или rds(on) или ron) е при работа на транзистора в омичната област на статичните му изходни характеристики. То определя статичната разсейвана мощност върху транзистора PDS = I2DRDS(on) и зависи от VGS и температурата - при нарастване на последната от +25 на +125°C то се увеличава с 50-100%. В каталозите обикновено се дава за VGS = 10 V и по-рядко за 4,5 V.

Между електродите на транзистора има паразитни капацитети - Cgs (или CGS) между гейта и сорса, Cgd (или CGD) между гейта и дрейна и Cds (или CDS) между дрейна и сорса. Вместо тях в каталозите се дават входният капацитет (Input Capacitance) Ciss = Cgs + Cgd, изходният капацитет (Output Capacitance) Coos = Cds + Cgd и проходният капацитет (Reverse Transfer Capacitance) Crss = Cgd. И трите капацитета нарастват при транзистори с по-голяма PD. Основното им влияние е поради натрупването в тях на определени количества електричество при отпушване на транзистора и разсейването им при запушването му. Колкото количествата са по-малки, толкова по-голямо е бързодействието на транзистора като ключ, което определя важността им като едни от основните параметри. Процесът на затваряне на ключа е изяснен с графиките на фиг.1, които са валидни при осигуряване на неизменен ток IG в гейта. Той се подава в момента t = 0 и най-напред зарежда Cgs. B t1 се достига VGS(th), транзисторът се отпушва и започва да протича ток на дрейна iD, а напрежението uDS намалява. Зарядът гейт-сорс (Gate-Source Charge) Qgs се достига в момента t2 заедно с максималната стойност ID на iD. Сега започва зареждане на капацитета Cgd без промяна на VGS и в t3 в него вече е натрупан зарядът гейт-дрейн (Gate-Drain Charge) Qgd. В този момент съпротивлението транзистора става RDS(on) и ключът е затворен. На практика схемата за захранване на гейта осигурява напрежение VGS(r) > VGS(on) и натрупването на заряд в гейта продължава до t4, с което той става по-голям от Qgs + Qgd. Неговата стойност при фиксирано VGS(r) (обикновено 10 V и/или 4,5 V) представлява параметърът общ заряд на гейта (Total Gate Charge) Qg. На практика управлението на транзисторите се извършва от реален източник на напрежение през съпротивлението на гейта (Gate Input Resistance) RG, което трябва да е колкото е възможно по-малко.

От 0 до t1 е времето на закъснение при включване (Turn-On Delay) td(on), а от t1 до t3 - продължителността на предния фронт (Rise Time) tr. Аналогични са времето на закъснение при изключване (Turn-Off Delay) td(off) и продължителността на задния фронт (Fall Time) tf. Намаляването на tr и tf означава не само по-голямо бързодействие и съответно по-голяма честота на превключване (особено важно при ключовите стабилизатори), но и по-малка динамична разсейвана мощност. Последната се отделя върху транзистора в интервала t1-t3 и аналогичния му при запушване, т.е. по време на смяна на състоянието. По-къси интервали и съответно по-малка мощност се получават при транзистори с по-малки заряди. За оценка на общата разсейвана от транзистора мощност се използва факторът на качеството (Figure Of Merite) FOM, представляващ едно от произведенията RDS(on) x Qgd или RDS(on) x Qg (в зависимост от производителя) с измерение W.nC. Общата разсейвана мощност е право пропорционална на стойността му.

Видове мощни MOS транзистори

Според токовите носители, обуславящи тока между сорса и дрейна, съществуват NMOS (носителите са електрони) и PMOS (носителите са дупки), като първите са с по-голямо приложение. Огромната част от мощните MOS транзистори са с индуциран канал и са запушени при VGS = 0. На фиг. 2а е напречното сечение на основната структура на NMOS транзистор. Подложката N+ е силно легирана и съответно нискоомна и представлява дрейнът D с метален слой за извода му. Следва N полупроводник, в който чрез дифузия е оформена високоомна Р- област (например като пръстен). Чрез втора дифузия се реализира N+ сорсът S (също пръстен), откъдето е наименованието двойно дифузен транзистор (Double Diffused MOS) или DMOS. Следват изолираният слой с дебелина до 100 nm и гейтът от поликристален силиций. Областта Р- разделя S и D и не позволява преминаването на електрони между тях - транзисторът е запушен. При положителен гейт спрямо сорса (VGS>0) той привлича електроните (неосновни токови носители) от областта Р- в пространството под гейта и при достигане на VGS(on) концентрацията става достатъчно голяма - каналът е образуван и започва протичане на ток. За намаляване на RDS(on) трябва N областта да е тънка и достатъчно легирана, което води до понижаване на VDSS. Това е причината високоволтовите транзистори да имат по-голямо RDS(on). От структурата се вижда, че между областите Р- и N има PN преход, което означава наличието на вътрешен диод (Body Diode) между дрейна и сорса, участващ в символичното означение на транзистора (фиг. 2б). Той е запушен при VDS >0, когато през транзистора протича ток. При прилагането на VDS<0 той се отпушва и предпазва транзистора от недопустимо големи обратни напрежения. Същевременно енергията в товара с индуктивен характер предизвиква протичане на голям ток през диода, който той трябва да издържи. От друга страна смяната на състоянието на диода трябва да става достатъчно бързо, за да не пречи на работата на транзистора. Всичко това поставя определени изисквания към параметрите му, които задължително са част от каталожните данни. Най-важните от тях са максималният ток (Source-Drain Current) ISD, напрежението в права посока (Forward On Voltage) VSD и времето за възстановяване на обратното съпротивление (Reverse Recovery Time) trr.

Получаването на достатъчно малки стойности на RDS(on) не може да бъде постигнато чрез използването на много нискоомни области в структурата. За целта транзисторите се реализират като n на брой (поне няколко хиляди) еднакви и успоредно свързани структури (клетки), при което RDS(on) на транзистора е n пъти по-малко от това на всяка от тях. Реално фиг. 2а е структурата на една клетка.

Съществуват разновидности на тази структура, често носещи патентовани фирмени наименования. Например SIPMOS са на Siemens - Infineon, а HEXFET - на International Rectifier. Всяка клетка на последните е правилен шестоъгълник, а погледнатата под микроскоп повърхност на кристала прилича на пчелна пита.

В табл. 1 са дадени основните параметри на класически NMOS транзистори, а в табл. 2 - тези на PMOS транзистори. В някои приложения, например ключови стабилизатори, са необходими два NMOS или два PMOS транзистора с еднакви параметри (двоен транзистор), както и NMOS и PMOS транзистор също с еднакви параметри и наименование комплементарна двойка (Complementary Pair). Примери за такива са дадени в двете таблици.

Освен основната структура съществуват значителен брой разновидности, някои възприети от повече производители, а други - чисто фирмени. Всички те целят подобрение на един или друг параметър, като основните акценти са намаляване на RDS(on) и увеличаване на VDSS.

Идея за структурата на клетка VMOS (Vertical MOS) е дадена на фиг. 3. В слоевете N+ и Р е направена V-образна вдлъбнатина, отвътре на която са изолационният слой и гейтът. В резултат се получават два транзистора - по един от всяка страна на вдлъбнатината, а каналите перпендикулярно на повърхността осигуряват по-голям ID. Същевременно се оказва възможно използването на високоомна (N- вместо N) област, с което се увеличава VDSS. Тези транзистори изиграха много голяма роля в силовата електроника, но значението им постепенно намалява. В първите 3 реда на табл. 3 са дадени основните параметри на такива транзистори.

В острия ъгъл на вдлъбнатината на VMOS транзисторите се получава голяма напрегнатост на електрическото поле, което създава технологични затруднения при получаването на големи VDSS. Те намаляват, когато влъбнатината е под формата на буквата U (фиг. 4), т.е наподобава на яма. От тук е наименованието им Trench MOS и по-рядко използваното UMOS. Основното предимство е намаляването с около 35% на размерите на клетката в сравнение с VMOS. Това позволява на дадена площ на кристала да се разположат повече клетки и да се получи по-малко RDS(on). Примери за параметрите на такива транзистори са дадени в табл. 3.

По-различна е структурата на LDMOS (Laterally Diffused MOS) транзистори (фиг. 5), в която и дрейнът е на повърхността на кристала, а каналът е хоризонтален и се образува в Р областта по същия начин, както в основната структура на фиг. 1. Той е по-къс, което обуславя малката стойност на RDS(on). Други предимства спрямо DMOS са по-малкият Ciss и по-малката паразитна индуктивност на дрейна. Тези транзистори обикновено имат VDSS между 20 и 80 V и са най-масово използваните във високочестотни усилватели на мощност в базовите станции на GSM мрежата, СВЧ радиопредаватели и радари. Имат приложение и в нискочестотни усилватели на мощност. Един пример пример е даден в последния ред на таблица 3.

Наименованията на разгледаните дотук транзистори са общоприети и не зависят от фирмата-производител. Същевременно в стремежа си за подобрение на един или друг параметър фирмите правят видоизменения в технологията на производство, като дават специфично и често запазено наименование на транзисторите. Технологията CoolMOS на Infineon е предназначена за висоволтови транзистори (VDSS между 500 и 650 V) с малки статични и динамични загуби и ниска цена. Съществуват 3 серии - С3, СР с още по-малки загуби и много малък фактор на качеството и CFD с максимално бързодействие, включително и заради много бързия вътрешен диод. Три примера са дадени в табл. 4.

Едно от големите приложения на мощните MOS транзистори е в понижаващи ключови стабилизатори, които съдържат и диод на Шотки. Вместо тези два прибора може да се използва транзистор FETKY на IR, в чийто корпус се съдържат самостоятелни или свързани по схемата на фиг. 6 NMOS или PMOS транзистор и диод на Шотки. Транзисторите са нисковолтови, корпусът заема с около 60% по-малка площ от дискретните прибори и позволява работа до по-високи честоти поради по-малките паразитни индуктивности. Основните приложения са в устройства с малки размери (мобилни телефони, управления на електродвигатели, преносими компютри и др.). Два примера за параметрите на такива транзистори са дадени в табл. 4. За синхронни стабилизатори съществуват двойни транзистори от същия тип (Dual FETKY), използването на които удвоява плътността на монтажа. Пример също има в табл. 4.

Специфична е структурата на MDmesh MOS транзисторите на ST Microelectronics (фиг. 7). Дрейнът представлява тънки вертикални ленти, а сорсът - съответстващи хоризонтални ленти. Резултатът е увеличаване около 2,5 пъти на VDSS при запазване на RDS(on) или такова намаляване на съпротивлението при дадено напрежение. Около 3 пъти по-малък е и Qg, а Rg също е по-малко в сравнение с класическите транзистори. Всички тези качества правят транзисторите особено подходящи за управление на индуктивни товари. Два примера са дадени в табл. 4, единият от които е с най-голямото засега VDSS.

Транзисторите FDmesh съдържат MDmesh и бърз вграден диод (Fast Recovery Diode) FRED. Особено подходящи са за стабилизатори с превключване в нулата (Zero Voltage Switching Converter) на товара. Пример има в табл. 4.

С още по-бърз диод (много малко trr) са транзисторите от серията SuperMESH. В тях няма опасност от лавинен пробив при скорост на промяна на VDS до 15 V/ns, което ги прави особено подходящи за управление на осветителни тела. Още по-добри за същите приложения са транзисторите от серията SuperFREDmesh. По един пример за двата вида има в табл. 4.

Сред нисковолтовите транзистори е характерна серията OptiMOS на Infineon. Тя е предназначена основно за ключови стабилизатори с висока честота. Основните й особености са големият ID и малките RDS(on), Qg и VGS(th). Последното позволява непосредствено управляване на транзисторите от нисковолтови цифрови интегрални схеми, което определя наименованието Logic MOS. Друга особеност е, че някои от транзисторите са с TJmax = 175°C. Един пример е даден в табл. 4.

Също нисковолтови са трите серии StripFET на STMicroelectronics. Структурата на техните клетки се подчинява на изискването за минимална заемана площ. Така най-новата серия съдържа 87000 клетки в 1 mm2, а дължината на канала във всяка от тях е 0,17 mm. Серията има най-малкото засега RDS(on) - при площ на транзистора 1 cm2 то е 0,28 mW. Същевременно много малък е и факторът на качеството. Пример за такъв транзистор е даден в табл. 4.

В немалко транзистори се взимат специални технологични мерки за намаляване на trr на вградения диод. Характерен пример са транзисторите FREDFET на компанията Microsemi (доскоро Advanced Power Technology), параметрите на един от които са в табл. 4.

Твърде голямо е влиянието на корпуса на транзистора върху неговите параметри. То се отразява преди всичко върху стойностите на PD и ID, като в някои случаи именно изводите на корпуса ограничават тока. Например за корпус ТО-220 ограничението е 75 А, за ТО-247 и ТО-264 е 100 А, а за SOT-227 е към 220 А. Освен тези корпуси често се използват и “стандартните” SO-8, DPAK и D2PAK. Паразитните индуктивности на проводниците между кристала и корпуса намаляват бързодействието. За малки техни стойности и подобряване на охлаждането фирмата IR е създала корпуса без изводи DirectFET, в долната част на който има островчета за запояване върху печатната платка. Той позволява 2 пъти по-голяма плътност на тока от SO-8, заема с 50% по-малко място и е с дебелина 0,7 mm. Параметрите на два такива транзистора са дадени в табл. 4, като има и PMOS със същия корпус.

Също с подобрено охлаждане са корпусите Polar НV, използван от IXYS и Polar PAK на Vishay, по един пример за които също има в табл. 4.

Класическият начин за електрическо изолиране на корпуса на транзистора от радиатора е чрез специални подложки, които неизбежно увеличават топлинното съпротивление. Това е избегнато в новите корпуси ISOPLUS на компанията IXYS, които са с вграден тънък керамичен изолационен слой. Резултатът е непосредствено поставяне на транзистора върху радиатора, по-малко топлинно съпротивление корпус-радиатор, възможност за прилагане на напрежение между тях до 2500 V и по-голяма надежност. В предпоследния ред на табл. 4 са параметрите на транзистор с такъв корпус.

За специфични приложения се произвеждат MOS транзистори в херметизиран метален корпус, параметрите на един от които са в последния ред на табл. 4.

Мощни MOS транзистори върху силициев карбид (SiC Power MOSFET)

Максималната теоретична температура на силициевите кристали е малко над 220°С и тя почти е достигната в приборите с TJmax = 200°С. Възможността за работа при по-високи температури означава намаляване на размерите на приборите при дадена разсейвана мощност и увеличаване на мощността за дадени размери. Затова SiC със своята максимална температура от 600°С е твърде переспективен. Естествено, че има да се преодолеят доста затруднения, но вече има лабораторни модели на мощни MOS транзистори върху такъв кристал. Създадени са DMOS и VMOS (засега най-много), както и образци с VDSS = 10 kV. Сред активно работещите в тази област производители са Siemens, Purdue, Rutgers, Kansai и CREE.

Биполярни транзистори с изолиран гейт IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor)

Те съчетават предимствата на лесното управление на MOS транзисторите с възможностите на биполярните транзистори за осигуряване на много голям ток и мощност върху товара. Опростената им еквивалентна схема и дадена на фиг. 8. При положително напрежение гейт-емитер (Gate-Emitter Voltage) VGE се отпушва NMOS транзисторът и малкото му напрежение между дрейна и сорса предизвиква насищане на биполярния транзистор. Когато NMOS е запушен чрез VGE = 0 няма базов ток и биполярният транзистор също е запушен.

Четири са основните технологии за производство на IGBT. Исторически първата е РТ (Punch-Through), чийто класически вид осигурява напрежения колектор-емитер VCE  до 600V, а съвременните им планарни разновидности (Planar PT) работят до 1200 V. Следват NPT (Non-Punch Through) транзисторите с VCE до 1200 V, разновидности на които работят с честоти на превключване до няколко стотици kHz и реално започват да конкурират MOS транзисторите в “запазената” им досега област. Още по-новата технология FS (Field Stop) е с VСЕ до 1700 V и осигурява малки производствени толеранси на напрежението колектор-емитер VCEsat, което улеснява успоредното свързване на IGBT за управление на много големи мощности. И накрая Trench Gate IGBT, които засега са най-високоволтовите с VCE до 4 kV. Важни изисквания към IGBT са повишаване на издръжливостта на къси съединения и намаляване на цената, което в значителна степен е постигнато в Light Punch-Through (LPT) Trench IGBT.

Особеност на IGBT е, че структурата им не създава вграден диод както в MOS транзисторите, което налага прибавянето му в корпуса или външно.

Основните параметри на IGBT са аналогични на мощните MOS, като само дрейн се заменя с колектор и сорс с емитер. В табл. 5 са дадени характерни примери за съвременни IGBT. Интересно е да се отбележи, че вграденият диод в CID150660 е от SiC.



Етикети:  

« Назад

Noark
DeBulCo
IFP

Welcome
We have detected that you do not have
the Flash 8 player installed.
Please Click Here to download
the Flash plugin.
Or Click Here to force the site to load.

 
TLL Media
Уеб дизайн            © 2014 TLL Media        Начало   |   Права за ползване   |   XML    
TLL Media
TLL Media